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高壓大功率變換器拓撲結構的演化及分析和比較
摘要：闡述了高壓大功率變換器拓撲結構的發(fā)展，同時對它們進行了分析和比較，指出各自的優(yōu)缺點，其中重點介紹了級聯(lián)型拓撲結構并給出了仿真波形。關鍵詞：多電平變換器；拓撲結構；高壓大功率
引言
變頻調(diào)速技術的飛速發(fā)展為變頻器性能的提高提供了技術保障，而環(huán)保和節(jié)能的客觀需要，又為變頻器在生產(chǎn)和生活的各個領域中的應用提供了發(fā)展空間，但是，隨著國民經(jīng)濟的發(fā)展，小容量變頻器已越來越不能滿足現(xiàn)代化生產(chǎn)和生活的需要。(范文先生網(wǎng)www.gymyzhishaji.com收集整理)目前，我國采用的變頻調(diào)速裝置基本上都是低壓的，即電壓為380～690V，而在節(jié)能方面起著更主要作用的高電壓大容量變頻器在我國尚處于起步階段。是什么原因阻礙了高壓大功率變頻調(diào)速技術的應用呢？主要原因一是大容量（200kW以上）電動機的供電電壓高（6kV或者10kV），而電力電子器件的耐壓等級和所承受的電流的限制，造成了電壓匹配上的困難；二是高壓大功率變頻調(diào)速系統(tǒng)技術含量高，難度大，成本高，而一般的風機、水泵等節(jié)能改造項目都希望低投入、高回報，較少考慮社會效益和綜合經(jīng)濟效益。這兩個原因使得高壓變頻調(diào)速技術的發(fā)展和推廣受到了限制，因此，提高電力電子變流裝置的功率容量，降低成本，改善其輸出性能是現(xiàn)代電力電子技術的重要發(fā)展方向之一，也是當前世界各國相關行業(yè)競相關注的熱點，為此，國內(nèi)外各變頻器生產(chǎn)廠商八仙過海，各有高招，雖然其主電路結構不盡一致，但都較為成功地解決了高壓大容量這一難題[5]。
1 大功率電力電子變流裝置的拓撲學進展[3]
近年來，各種高壓變頻器不斷出現(xiàn)，可是到目前為止，高壓變頻器還沒有像低壓變頻器那樣具有近乎統(tǒng)一的拓撲結構。根據(jù)高壓組成方式，可分為直接高壓型和高—低—高型；根據(jù)有無中間直流環(huán)節(jié)，可以分為交—交變頻器和交—直—交變頻器。在交—直—交變頻器中，根據(jù)中間直流濾波環(huán)節(jié)的不同，又可分為電壓源型(也稱電壓型)和電流源型(也稱電流型)。高—低—高型變頻器采用變壓器實行降壓輸入、升壓輸出的方式，其實質上還是低壓變頻器，只不過從電網(wǎng)和電動機兩端來看是高壓的，這是受到功率器件電壓等級限制而采取的變通辦法。由于需要輸入、輸出變壓器，而存在中間低壓環(huán)節(jié)電流大、效率低、可靠性下降、占地面積大等缺點，只用于一些小容量高壓電動機的簡單調(diào)速。常規(guī)的交—交變頻器由于受到輸出最高頻率的限制，只用在一些低速、大容量的特殊場合。
下面對直接高壓大功率電力電子裝置拓撲結構作一個分類，分類是針對單個器件的電壓或電流承受能力往往不能適應容量要求這一特點進行的，為此，把大功率電力電子變流裝置的拓撲結構分為兩類：
1）以器件串聯(lián)為基礎的橋臂擴展型結構；
2）以變流單元電路串聯(lián)為基礎的多單元變流器結構。
這種分類方式從電路構成的角度揭示了名種拓撲結構的內(nèi)在聯(lián)系。按照這種分類方式，多管串聯(lián)的兩電平變換電路，二極管鉗位和飛跨電容鉗位型多電平拓撲屬于以器件串聯(lián)為基礎的橋臂擴展型結構；級聯(lián)型多電平變流器屬于以變流單元電路串聯(lián)為基礎的多單元變流器結構。
2 高—低—高結構
該種結構將輸入高壓經(jīng)降壓變壓器變成380V
的低壓，然后用普通變頻器進行變頻，再由升壓變壓器將電壓變回高壓。很明顯，該種結構的優(yōu)點是可利用現(xiàn)有的低壓變頻技術實現(xiàn)高壓變頻，易于實現(xiàn)，價格低；其缺點是系統(tǒng)體積大、成本高、效率低、低頻時能量傳輸困難等。
3 器件串聯(lián)拓撲結構[4]
3.1 多管串聯(lián)的兩電平變換電路
將器件串聯(lián)使用，是滿足系統(tǒng)容量要求的一個簡單直觀的辦法。串聯(lián)在一起的各個器件，被當作單個器件使用，其控制也是完全相同的。這種結構的優(yōu)點是可利用較為成熟的低壓變頻器的電路拓撲，控制策略和控制方法；其缺點是串聯(lián)開關管需要動態(tài)均壓和靜態(tài)均壓。這是因為串聯(lián)器件開、關時間不一致，最后開通或最先關斷的器件將承受全部電源電壓，這就必然影響到它的可靠運行，所以，電力電子器件串聯(lián)運行時應有相應的均壓措施，而均壓電路使系統(tǒng)復雜化，損耗增加，效率下降。另外，為使串聯(lián)器件同時導通和關斷，對驅動、控制電路的要求也大大提高。圖1為多管串聯(lián)的兩電平主電路拓撲結構。
3.2 中點鉗位型多電平拓撲結構
3.2.1 二極管鉗位型多電平結構
為了解決器件直接串聯(lián)時的均壓問題，逐漸發(fā)展出以器件串聯(lián)為基礎，各器件分別控制的變流器結構。在這方面，日本學者A.Nabae于1983年提出的中點鉗位型PWM逆變電路結構具有開創(chuàng)性的意義。單相中點二極管鉗位型變流器的結構如圖2所示，該變流器的輸出電壓為三電平。如果去掉兩個鉗位二極管，這種變流器就是用兩個功率器件串聯(lián)使用代替單個功率器件的半橋逆變電路。由于兩個鉗位二極管的存在，各個器件能夠分別進行控制，因而避免了器件直接串聯(lián)引起的動態(tài)均壓問題。與普通的二電平變流器相比，由于輸出電壓的電平數(shù)有所增加，每個電平幅值相對降低，由整個直流母線電壓降為一半直流母線電壓，在同等開關頻率的前提下，可使輸出波形質量有較大的改善，輸出dv/dt也相應下降，因此，中點鉗位型變流器顯然比普通二電平變流器更具優(yōu)勢。
圖4
圖2中DA，DA′，DB，DB′為鉗位二極管，分壓電容C1=C2。開關管SA1，SA1′和SB1，SB1′等互補。
增加分壓電容、鉗位二極管，功率開關管可以得到多電平變換電路。若要得到m電平，則需要（m－l）個直流分壓電容，每一橋臂需要2（m－l）個主開關器件和（m－l）（m－2）個鉗位二極管。在需要四象限可逆運行的場合，可將兩組相同的多電平變換器按照“背靠背”的方式進行連接。
二極管鉗位型變流器同時具有多重化和脈寬調(diào)制的優(yōu)點，即輸出功率大，器件開關頻率低，等效開關頻率高；交流側不需要變壓器連接；動態(tài)響應好，傳輸帶寬較寬；便于雙向功率流控制。其缺點是
1）鉗位二極管的耐壓要求較高，數(shù)量龐大。對于m電平變流器，如果使每個二極管的耐壓等級相同，每相所需的二極管數(shù)量為（m－1）(m－2)，不但大大提高了成本，而且在線路安裝方面相當困難。因此，在實際應用中一般僅限于7電平或9電平變流器的研究。
2）開關器?的導通負荷不一致。最靠近母線的開關SA1僅在Va0=Vdc時開通。而最靠近輸出端的SAm僅在Va0=0時不開通。導通負荷不平衡導致開關器件的電流等級不同。在電路中，如果按導通負荷最嚴重的情況設計器件的電流等級，則每相有2(m－2)個外層器件的電流等級過大，造成浪費。
3）在變流器進行有功功率傳送的時候，直流側各電容的充放電時間各不相同，從而造成電容電壓不平衡，增加了系統(tǒng)動態(tài)控制的難度。
3.2.2 飛跨電容多電平變換器結構
圖3所示為單相飛跨電容三電平變換器的拓撲結構，C1及C2為直流側串聯(lián)電容，CA及CB為鉗位電容。假定每個電容的電壓等級與開關器件相同，那么一個m電平變流器在直流側需要m－1個電容。通過比較不難看出，直流側電容不變，用飛跨電容取代鉗位二極管，工作原理與二極管鉗位電路相似。這種拓撲結構雖省去了大量的二極管，但又引入了不少電容。對高壓系統(tǒng)而言，電容體積大、成本高、封裝難。不過在電壓合成方面，由于電容的引進，開關狀態(tài)的選擇更加靈活，使電壓合成的選擇增多，通過在同一電平上不同開關狀態(tài)的組合，可使電容電壓保持均衡。由此可知，電容鉗位型多電平變流器的電平合成自由度和靈活性高于二極管多電平變流器。電容鉗位型多電平變流器的優(yōu)點是開關方式靈活，對功率器件保護能力較強；既能控制有功功率，又能控制無功功率，但控制方法非常復雜，而且開關頻率增高，開關損耗增大，效率隨之降低。其主要缺點是
1）需要大量的存儲電容。如果所有電容的電壓等級都與主功率器件的相同，那么一個m電平的電容鉗位型多電平變流器每相橋臂需要(m－1)(m－2)/2個輔助電容，而直流側上還需要（m－1）個電容。電平數(shù)較高時就增加了安裝的難度，同時也增加了造價。
2）為了使電容的充放電保持平衡，對于中間值電平需要采用不同的開關組合，這就增加了系統(tǒng)控制的復雜性，器件的開關頻率和開關損耗。
3）與二極管鉗位型多電平變流器一樣，電容鉗位型多電平變流器也存在導通負荷不一致的問題。
4 以變流單元電路串聯(lián)為基礎的多單元變流器結構
4.1 級聯(lián)型多電平拓撲結構
這是一種較為新穎的多電平變換器拓撲結構。級聯(lián)型多電平變流器，采用若干個低壓PWM變流單元直接級聯(lián)的方式實現(xiàn)高壓輸出。由這種拓撲結構組成的電壓源型變頻器系由美國羅賓康公司發(fā)明并申請專利，取名為完美無諧波變頻器。我國北京利德華福生產(chǎn)的高壓變頻器也是采用這種結構。該變頻器結構具有對電網(wǎng)諧波污染小，輸入功率因數(shù)高，不必采用輸入諧波濾波器和功率因數(shù)補償裝置，輸出波形好，不存在由諧波引起的電動機附加發(fā)熱，轉矩脈動，噪聲，共模電壓等問題，可以使用普通的異步電動機。
4.1.1 單元串聯(lián)多電平變換器原理[3]
單元串聯(lián)多電平變換器采用若干個獨立的低壓功率單元串聯(lián)的方式來實現(xiàn)高壓輸出，其原理如圖4（a）所示。6kV輸出電壓等級的變頻器主電路拓撲結構如圖4（b）所示。電網(wǎng)電壓經(jīng)過二次側多重化的隔離變壓器降壓后給功率單元供電，功率單元為三相輸入，單相輸出的交—直—交PWM電壓源型逆變器結構〔見圖4（c）〕，將相鄰功率單元的輸出端串接起來，形成丫聯(lián)結結構，實現(xiàn)變壓變頻的高壓直接輸出，供給高壓電動機。每個功率單元分別由輸入變壓器的一組二次繞組供電，功率單元之間及變壓器二次繞組之間相互絕緣。對于額定輸出電壓為6kV的變頻器，每相由5個額定電壓為690V的功率單元串聯(lián)而成，輸出相電壓最高可達3450V，線電壓可達6kV左右，每個功率單元承受全部的輸出電流，但只提供1／5的相電壓和1／l5的輸出功率，所以，單元的電壓等級和串聯(lián)數(shù)量決定變領器輸出電壓，單元的額定電流決定變頻器的輸出電流。
由于不是采用傳統(tǒng)器件串聯(lián)方式來實現(xiàn)高壓輸出，而是采用整個功率單元串聯(lián)，所以，不存在器件串聯(lián)引起的均壓問題。由于串聯(lián)功率單元較多，對單元本身的可靠性要求很高。輸入變壓器實行多重化設計，達到降低諧波電流的目的。
4.1.2 同其他拓撲結構的比較
與采用高壓器件直接串聯(lián)的變頻器相比，采用這種主電路拓撲結構會使器件的數(shù)量增加。但低壓IGBT門極驅動功率較低，其峰值驅動功率不到5W，平均驅動功率不到1W，驅動電路非常簡單。由于開關頻率低，且不必采用均壓電路和浪涌吸收電路，所以系統(tǒng)在效率方面具有較大的優(yōu)勢。功率單元采用目前低壓變頻器中廣泛使用的低壓IGBT功率模塊，技術成熟、可靠。由于采用二極管不可控整流電路結構，所以，變頻器對浪涌電壓的承受能力較強。
相對于二極管鉗位型和電容鉗位型多電平變流器，這種結構避免了使用大量的鉗位二極管或電壓平衡電容。每個獨立直流源與一個單相全橋變流器相連。交流側的端電壓通過串聯(lián)方式疊加，形成多電平變流器的輸出電壓。每個單相全橋變流器可以產(chǎn)生一個三電平的輸出電壓。由m個變流器單元級聯(lián)而成的多電平變流器的電平數(shù)為（2m＋1）。
單元級聯(lián)多電平拓撲結構的優(yōu)點是：1）使用串聯(lián)的方法可以將耐壓低、開關頻率也不高的功率器件直接應用到高壓大功率場合；
2）基于單元串聯(lián)結構，每個單元的控制邏輯都是獨立的，從而解決了中點鉗位逆變電路在電平數(shù)增加時，開關邏輯越來越復雜的問題；
3）各單元互相隔離，串級電路結構不存在靜、動態(tài)均壓問題；
4）在串級電路設計上可以使用功率單元旁路技術，這樣當某個單元發(fā)生故障時，控制系統(tǒng)可以直接將故障單元旁路，電路仍可繼續(xù)工作，只是輸出電壓略有下降；
5）串級電路的單元模塊化為實際安裝和使用提供了很大便利；
6）串級電路使用多副邊繞組變壓器，通過副邊繞組的移相聯(lián)接可以將電流諧波影響幾乎減小到零，從而改善了電路的功率因數(shù)。
然而，串級電路結構的缺點也比較明顯：
1）每個基本單元都用一個獨立的直流電源供電，雖然使各個單元彼此隔離，但隨著電平數(shù)增加，直流電源數(shù)也將增加；
2）使用的功率單元及功率器件數(shù)量較多，增加了投入，造價昂貴，且裝置的體積大，需要占用一定的安裝空間；
3）無法實現(xiàn)能量回饋及四象限運行，只適用于風機、水泵等一般不要求四象限運行的設備。
4.2 改進的級聯(lián)型多電平變換器[1][2]
當獨立的直流電源電壓相等，并且取E時，由m個單相全橋逆變單元組成的單相級聯(lián)型多電平電路輸出電平數(shù)為2m＋1。若將級聯(lián)多電平變換器中各獨立直流電源的電壓分別取E，2E，4E，2mE，則其輸出電平數(shù)大幅度地增加到2m－1，這就是改進的級聯(lián)多電平變換器的思想，從更嚴格的意義上講，它不是一種新的電路拓撲結構，說是一種控制策略更為合適。
圖5為采用改進的級聯(lián)多電平結構的GTO和IGBT混合型逆變電路。該逆變器的直流側總電壓為4.5kV，由GTO組成的高壓單元承擔3kV，由IGBT構成低壓單元承擔1.5kV。采用合適的控制策略，可以在輸出合成由－4.5kV，－3kV，
－1.5kV，0，1.5kV，3kV，4.5kV等7電平構成的階梯波，如表1所列。和電壓相等的普通級聯(lián)多電平電路相比，輸出電壓的級數(shù)由5增加到7。將波形合成策略和脈沖寬度調(diào)制PWM策略相結合，可以得到一種非常適合于該種混合型級聯(lián)多電平逆變器的控制策略，即較高電壓的GTO逆變單元以輸出電壓的基波頻率為切換頻率；而較低電壓的IGBT逆變單元則在較高的頻率下進行脈沖寬度調(diào)制，以此來改善輸出波形。GTO和IGBT在電路中的作用有所不同，GTO主要用來承擔電壓，而IGBT用來改善波形。圖6為混合逆變電路仿真輸出波形，其中圖6（a）為GTO輸出波形，開關頻率為基波頻率，圖6（b）為IGBT輸出波形，載波頻率為4kHz。級聯(lián)型多電平變換器中各獨立直流電源的電壓還可以分別取E，3E，9E，3mE，則其輸出的電平數(shù)大幅度地增加到3m。但由于電壓以2m或者3m倍數(shù)增加，而器件的耐壓有限，所以，改進型級聯(lián)多電平電路的串聯(lián)級數(shù)不能無限增加，實際系統(tǒng)的級聯(lián)數(shù)目最多不會超過3。
表1 改進的級聯(lián)多電平變流器各輸出電平組合情況（Vdc=2Vdc=2E）
Vdc
GTO單元的輸出電壓
IGBT單元的輸出電壓
3E
2E
E
2E
2E
0
E
0
E
E
2E
－E
0
0
0
－E
0
－E
－E
－2E
E
－2E
－2E
0
－3E
－2E
－E
5 結語
近年來，多電平變換器在高壓大功率場合越來越受到重視。在這些拓撲結構中，級聯(lián)型H橋拓撲結構特別有吸引力，因為，它可以實現(xiàn)模塊化以及控制簡單等優(yōu)點，但是，存在需要很多獨立直流電壓源的缺點，因此，發(fā)展了混合級聯(lián)型等拓撲結構，在相同情況下，可以大量提高電平數(shù)量。隨著變頻技術的發(fā)展，以后會出現(xiàn)更新、更好的新型電路拓撲結構，特別是近年來“電力電子積木”PEBB（PowerElectronicsBuildingBlock）技術的興起，使多個功率器件的集成化和低成本化逐步成為可能，這也為多電平變換電路拓撲的發(fā)展提供了有力的技術支持，這必將會促進中高壓功率變換技術的進一步發(fā)展。
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