- 相關(guān)推薦
新型EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的原理分析
摘要：敘述了新型EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的基本工作原理與方法。關(guān)鍵詞：等脈寬調(diào)制；斬波器；交流穩(wěn)壓電源
引言
隨著高新技術(shù)的發(fā)展，越來越多的高精密負(fù)載對(duì)輸入電源，特別是對(duì)交流輸入電源的穩(wěn)壓精度要求越來越高。但是，由于電力供求矛盾的存在，市電電網(wǎng)電壓的波動(dòng)較大，不能滿足高精密負(fù)載的要求，需要在市電電網(wǎng)與負(fù)載之間增設(shè)一臺(tái)高穩(wěn)壓精度的寬穩(wěn)壓范圍的交流穩(wěn)壓電源。
交流穩(wěn)壓電源形式有很多種，目前應(yīng)用較多的三相柱式交流穩(wěn)壓器，由于用的是機(jī)械傳動(dòng)和碳刷觸點(diǎn)進(jìn)行調(diào)節(jié)，因而存在工作壽命短、可靠性差、動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢等缺點(diǎn)。正在被一種無觸點(diǎn)多補(bǔ)償變壓器式交流穩(wěn)壓電源所取代。
圖1
“補(bǔ)償”的概念有補(bǔ)足和抵消兩種意思。所謂多補(bǔ)償變壓器式交流穩(wěn)壓電源，就是用多個(gè)（一般是2～4個(gè)）補(bǔ)償變壓器，將其次級(jí)串入主電路中，通過由雙向晶閘管或固態(tài)繼電器組成的“多全橋”變換電路，采用有選擇的切換或通過切換串入補(bǔ)償變壓器的個(gè)數(shù)進(jìn)行有級(jí)補(bǔ)償，來達(dá)到穩(wěn)壓目的。由于沒有機(jī)械傳動(dòng)和碳刷，因而提高了壽命與動(dòng)態(tài)反應(yīng)速度，使交流穩(wěn)壓電源的整體性能大大提高。但也存在著一些缺點(diǎn)，諸如只能有級(jí)調(diào)壓，調(diào)節(jié)精度不高，使用的補(bǔ)償變壓器及控制開關(guān)較多，電路相對(duì)復(fù)雜等。本文取其優(yōu)點(diǎn)、避其缺點(diǎn)，提出了用等脈寬調(diào)制（EPWM——equal?pulsewidthmodulation）高頻斬波器進(jìn)行補(bǔ)償?shù)慕涣鞣�(wěn)壓電源以供參考。它是作者曾經(jīng)研制和發(fā)表過的“PWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源”的一種改進(jìn)變形電路（參見電源世界2002年第1期及電源技術(shù)應(yīng)用2002年第3期），比原電路更簡(jiǎn)單，也更合理一些。
圖2
1 工作原理
EPWM斬波式交流穩(wěn)壓電源的簡(jiǎn)化原理電路如圖1所示。它是由主電路和控制電路兩部分組成的。主電路是由EPWM橋式斬波器V1～V4及其輸出變壓器Tr、直流整流電源VD1～VD4和輸出交流濾波器LF、CF組成。橋式斬波器通過其輸出變壓器Tr的次級(jí)串聯(lián)在市電電源與負(fù)載之間，以便對(duì)市電電壓的波動(dòng)進(jìn)行正、負(fù)補(bǔ)償。橋式斬波器輸出電壓中的諧波，由濾波器LFCF來濾除。橋式斬波器所需的直流電源，由取自穩(wěn)壓電源輸出端的市電電源，通過整流器VD1～VD4來供給。這里應(yīng)該指出的是，EPWM橋式斬波器V1～V4并不是工作在逆變器狀態(tài)，而是工作在橋式斬波器狀態(tài)。這是由它的EPWM工作方式、直流電源電壓波形和直流電容Cd值的大小及其功能來區(qū)分的。如圖2所示，橋式斬波器的直流電壓，不是通過電容Cd把整流電壓濾波成恒定的平滑直流電壓，而是仍然為單相橋式整流電壓的波形。直流電容Cd不再具有直流濾波功能，而只是為了創(chuàng)造一個(gè)續(xù)流通路而設(shè)置的。對(duì)于感性負(fù)載，在一個(gè)斬波開關(guān)周期內(nèi)續(xù)流的能量是很小的（由于斬波頻率較高），所以Cd的值也很小，Cd的充放電速度很快，不會(huì)影響整流電壓的上升或下降速度，使Cd上的電壓與不濾波的整流電壓波形相同。也就是說，由于電容Cd的值很小，它只允許續(xù)流電流通過，不再具有直流濾波功能，因此對(duì)整流波形不產(chǎn)生影響。這就說明橋式斬波器是工作在EPWM斬波狀態(tài)，而不是工作在逆變狀態(tài)。斬波式交流穩(wěn)壓電源的控制電路，是由市電輸入電壓整流檢測(cè)電路、比較電路、EPWM電路和橋式斬波器開關(guān)V1～V4工作狀態(tài)的切換和觸發(fā)電路組成。在市電電壓整流檢測(cè)電路中，加入對(duì)濾波電感LF上的電壓檢測(cè)，是為了減小濾波電感LF的電抗對(duì)穩(wěn)壓精度的影響。
EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源工作原理如圖1所示。當(dāng)市電電壓波動(dòng)時(shí)，通過對(duì)市電輸入電壓us及濾波電感LF上電壓的整流檢測(cè)電路，得到電壓信號(hào)US.L，將US,L與基準(zhǔn)參考電壓Ur進(jìn)行比較，得到誤差電壓ΔU。當(dāng)US,L>Ur時(shí)（市電電壓上波動(dòng)）得動(dòng)＋ΔU，＋ΔU使EPWM調(diào)制器中的比較器U2不能工作，只能使比較器U1工作，＋ΔU通過與三角波uc在U1中進(jìn)行比較，在＋ΔU大于三角波的部分產(chǎn)生出EPWM脈沖信號(hào)，此信號(hào)通過“狀態(tài)切換觸發(fā)電路”對(duì)橋式斬波器中的開關(guān)管V1～V4進(jìn)行控制，在其輸出變壓器Tr次級(jí)產(chǎn)生負(fù)補(bǔ)償電壓－uco，使負(fù)載電壓UL=US－Uco=Ur；當(dāng)US,L<Ur時(shí)（市電電壓下波動(dòng)）得到－ΔU，－ΔU使EPWM調(diào)制器中的比較器U1不能工作，只能使比較器U2工作，－ΔU通過反相器與三角波uc在U2中進(jìn)行比較，在ΔU大于三角波部分產(chǎn)生出EPWM脈沖信號(hào)，此信號(hào)通過“狀態(tài)切換觸發(fā)電路”對(duì)橋式斬波器中的開關(guān)管V1～V4進(jìn)行控制，在其輸出變壓器Tr次級(jí)產(chǎn)生正補(bǔ)償電壓＋uco，使負(fù)載電壓UL=US＋Uco=Ur。
圖3
對(duì)市電電壓的正、負(fù)補(bǔ)償，是通過狀態(tài)切換觸發(fā)電路，切換橋式斬波器中開關(guān)管V1～V4的工作順序來實(shí)現(xiàn)的。如果對(duì)應(yīng)于市電的正半周讓V1及V4導(dǎo)通，對(duì)應(yīng)于市電的負(fù)半周讓V2及V3導(dǎo)通，是對(duì)市電電壓進(jìn)行正補(bǔ)償，如圖2中的虛線路徑所示。對(duì)應(yīng)于市電正半周讓V2及V3導(dǎo)通，對(duì)應(yīng)于市電負(fù)半周V1及V4導(dǎo)通，就是對(duì)市電電壓進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償，如圖2中點(diǎn)劃線路徑所示。
采用圖2所示主電路對(duì)市電電壓波動(dòng)進(jìn)行補(bǔ)償?shù)年P(guān)鍵有兩點(diǎn)：一是EPWM；二是電容Cd的值要小到不影響整流電壓ucd的變化，即使Cd小到不再具有直流濾波功能。
2 EPWM調(diào)制及正弦斬波電壓的生成
圖1所示交流穩(wěn)壓電路的EPWM，與正弦斬波電壓的生成如圖3所示。其中圖3(a)為整流器VD1～VD4的交流輸入電壓波形，圖3(b)為直流電容Cd上的電壓波形，圖3(c)為EPWM，圖3(d)為EPWM產(chǎn)生的橋式斬波器中開關(guān)管V1～V4的觸發(fā)脈沖波形，圖3(e)即為EPWM正弦斬波電壓波形，圖3(f)為Tr初級(jí)補(bǔ)償電壓波形。
EPWM是由P.D.Parkh，S.R.Paradla于1983年首先提出來的。其原理是采用用直流形式表示的誤差電壓ΔU與三角波電壓uc進(jìn)行比較如圖3(c)所示，在直流誤差電壓ΔU大于三角波電壓的部分產(chǎn)生出等脈寬調(diào)制脈沖，如圖3(d)所示。
用圖3(d)的等脈寬調(diào)制脈沖去觸發(fā)橋式斬波器中相應(yīng)的開關(guān)管V1～V4，就可以在橋式斬波器的兩橋臂中點(diǎn)a和b之間產(chǎn)生出EPWM正弦斬波電壓波形，如圖3(e)所示。經(jīng)過濾波器LFCF濾波后，就可以在變壓器Tr初級(jí)得到正弦補(bǔ)償電壓uab1，如圖3(f)所示。uab1在Tr次級(jí)產(chǎn)生補(bǔ)償電壓uco。當(dāng)對(duì)市電電壓進(jìn)行正補(bǔ)償時(shí)，補(bǔ)償電壓uco與市電電壓相位相同；當(dāng)對(duì)市電電壓進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償時(shí)，補(bǔ)償電壓uco與市電電壓相位相反。圖3是針對(duì)正補(bǔ)償情況畫出來的，對(duì)負(fù)補(bǔ)償也可以畫出相應(yīng)的波形圖。
對(duì)于圖3(e)所示的EPWM正弦斬波電壓波形，為了使此波形具有半波奇對(duì)稱，和四分之一波偶對(duì)稱，以消除其傅里葉級(jí)數(shù)中的余弦項(xiàng)和正弦項(xiàng)中的偶次諧波，使載波比N=fc/f=4k，即三角波頻率fc為市電頻率f的4整數(shù)倍。調(diào)制比M=Δt/TΔ=ΔU/Ucm，Δt為脈沖寬度，TΔ=1/fc為三角波周期、Ucm為三角波幅值，如圖3（e）所示�？芍�，M=Δt/TΔ就是EPWM正弦斬波電壓波形的占空比D，即M=Δt/TΔ=D。
載波三角波的方程式為
(范文先生網(wǎng)www.gymyzhishaji.com收集整理)
當(dāng)調(diào)制電平為ΔU時(shí)，可求出觸發(fā)脈沖起始點(diǎn)ti和終止點(diǎn)ti＋1的方程式。
則脈沖寬度為
式中：TΔ=2π/N。
各觸發(fā)脈沖的起始角和終止角的數(shù)值為
……
由圖3(e)可以看出，EPWM正弦斬波電壓波形是鏡對(duì)稱和原點(diǎn)對(duì)稱，因此，在它的傅里葉級(jí)數(shù)中將不包含余弦項(xiàng)和正弦項(xiàng)中的偶次諧波，只包含正弦項(xiàng)中的奇次諧波，即
對(duì)于基波，n=1。由于被EPWM斬波的波形是正弦波，即f(ωt)=Umsinωt，所以
對(duì)于諧波，則
所以EPWM正弦斬波電壓的傅里葉級(jí)數(shù)表示式為
考慮到Tr的變比ξ:1，補(bǔ)償電壓uco表示式為
用LFCF濾除高次諧波后得到補(bǔ)償電壓為
由式（8）中的諧波幅值(Um/kπ)sinkDπ可以算出，當(dāng)載波三角波頻率fc=10kHz，N=200，D=0.1～0.9時(shí)，基波與各次諧波的幅值如表1所列�；ê透鞔沃C波與調(diào)制比亦即占空比D的關(guān)系曲線如圖4所示�？芍狤PWM正弦斬波電壓的諧波頻率與載波比N成正比，N越大諧波頻率越高，所需的濾波器LFCF的參數(shù)值也越小。所以，根據(jù)表1及圖4可以計(jì)算LF及CF的值。
表1 基波與各次諧波的幅值（fc=10kHz，N=200）
諧波分量 占空比D 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 b1/Um 0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 b199/Um －0.0984 －0.1871 －0.2575 －0.3027 －0.3183 －0.3027 －0.2575 －0.1871 －0.0984 b201/Um －0.0984 －0.1871 －0.2575 －0.3027 －0.3183 －0.3027 －0.2575 －0.1871 －0.0984 b399/Um －0.0935 －0.1514 －0.1514 －0.0935 0 0.0935 0.1514 0.1514 0.0935 b401/Um －0.0935 －0.1514 －0.1514 －0.0935 0 0.0935 0.1514 0.1514 0.0935 b599/Um －0.0858 －0.1009 －0.0328 0.0624 0.1061 0.0624 －0.0328 －0.1009 －0.0858 b601/Um －0.0858 －0.1009 －0.0328 0.0624 0.1061 0.0624 －0.0328 －0.1009 －0.0858 b799/Um －0.0757 －0.0468 0.0468 0.0757 0 －0.0757 －0.0468 0.0468 0.0757 b801/Um －0.0757 －0.0468 0.0468 0.0757 0 －0.0757 －0.0468 0.0468 0.0757圖4
3 對(duì)市電電壓波動(dòng)的補(bǔ)償與Tr容量
當(dāng)市電電壓us波動(dòng)時(shí)，將會(huì)引起負(fù)載電壓uL的波動(dòng)。為了保持uL穩(wěn)定不變，必須用補(bǔ)償電壓uco對(duì)市電電壓的波動(dòng)進(jìn)行補(bǔ)償。當(dāng)Us>Ur時(shí)須進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償，使Us－Uco=UL=Ur；當(dāng)Us<Ur時(shí)須進(jìn)行正補(bǔ)償，使Us＋Uco=UL=Ur，所以
UL=US±Uco=Ur （11）
正補(bǔ)償時(shí)取正號(hào)，負(fù)補(bǔ)償時(shí)取負(fù)號(hào)。
假定補(bǔ)償變壓器Tr的變比為ξ：1，橋式斬波器的輸出電壓基波為uab1=DUmsinωt
則 Uco=(Uab1/ξ) （12）
將式（12）代入式（11）得
UL=US±(1/ξ)Uab1 （13）
橋式斬波器的基波輸出電壓
Uab1=DUL （14）
將式（14）代入式（13）得
UL=US±(D/ξ)UL （15）
或UL?UL+(D/ξ)UL=US，UL(1+D/ξ)=US
UL=(Us)/(1+D/ξ) （16）
正補(bǔ)償時(shí)取正號(hào)，負(fù)補(bǔ)償時(shí)取負(fù)號(hào)。當(dāng)占空比D=1時(shí)，最大正、負(fù)補(bǔ)償電壓由式（12）得
Uco,max=(UL/ξ)（因?yàn)榇藭r(shí)Uab1=DUL=UL）。
當(dāng)市電電壓的波動(dòng)范圍為±15％時(shí)，最大補(bǔ)償電壓
Uco,max=0.15UL=(UL/ξ) （17）
由于補(bǔ)償變壓器Tr初次級(jí)匝比為
ξ=1/0.15=6.667 （18）
而補(bǔ)償變壓器次級(jí)電流，即市電輸入電流
Is=P/Us （19）
式中：P為市電輸入功率。
補(bǔ)償變壓器初級(jí)電流，即橋式斬波器輸出電流
Ich=Is/ξ （20）
即橋式斬波器的斬波開關(guān)管的額定電流，只有市電輸入電流IS的1/ξ。因而補(bǔ)償功率
Pco=Uab1Ich=DUL(Is/ξ)=(DPUL)/ξUs （21）
當(dāng)US=UL時(shí)，D=0，補(bǔ)償功率Pco,min=0；當(dāng)Us,min=(1－0.15)UL=0.85UL時(shí)，D=1，則補(bǔ)償功率Pco,max=
可以根據(jù)Pco,max來選擇補(bǔ)償變壓器Tr的容量。
4 單相EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源
單相EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的原理電路如圖5所示，此電路只是為了說明原理而采用的。它由5個(gè)部分組成，即主電路，市電電壓檢測(cè)電路，正、負(fù)補(bǔ)償控制電路，三角波發(fā)生器電路和正、負(fù)補(bǔ)償切換觸發(fā)電路。主電路的組成與工作原理前面已經(jīng)作過了介紹，下面僅對(duì)其余4個(gè)部分作一簡(jiǎn)單說明。
4.1 市電電壓檢測(cè)電路
市電電壓的檢測(cè)電路，由兩個(gè)相同的變壓器Tr2、Tr3及二極管VD9～VD12，Cd2組成。市電電壓檢測(cè)的采樣點(diǎn)取法，對(duì)穩(wěn)壓精度影響很大。如果采樣點(diǎn)取自輸入端，檢測(cè)市電輸入電壓，對(duì)補(bǔ)償電壓的穩(wěn)定性是有利的，但不能補(bǔ)償因變壓器Tr1次級(jí)漏抗及濾波電感LF電抗引起的電壓降，補(bǔ)償精度差；如果采樣點(diǎn)取自輸出端，檢測(cè)輸出負(fù)載電壓，這樣可以對(duì)Tr1次級(jí)漏抗及LF電抗引起的電壓降進(jìn)行補(bǔ)償，但補(bǔ)償后由于UL=Ur就不能繼續(xù)保持Tr1次級(jí)補(bǔ)償電壓uco的存在，出現(xiàn)補(bǔ)償不穩(wěn)定現(xiàn)象；如果像多個(gè)補(bǔ)償變壓器無觸點(diǎn)補(bǔ)償式交流穩(wěn)壓電源那樣，采樣點(diǎn)取自輸入端與輸出端，對(duì)市電輸入電壓與負(fù)載電壓同時(shí)檢測(cè)，然后將它們相加并除以2，即(Us+UL)/2，當(dāng)IS≠0時(shí)，如果令Tr1次級(jí)漏抗XT與LF電抗XL之和XT＋XL=X，則US－XIS=UL，所以(Us+UL)/2=(Us+Us+XIs)/2=US－(XIs)/2。由此可知這種檢測(cè)法雖然可以對(duì)因X而造成的電壓降進(jìn)行補(bǔ)償，也不會(huì)出現(xiàn)補(bǔ)償不穩(wěn)定現(xiàn)象，但只能補(bǔ)償一半的XIS，還有一半XIS不能進(jìn)行補(bǔ)償。比較好的檢測(cè)法是采樣點(diǎn)取自輸入端，檢測(cè)市電輸入電壓US及檢測(cè)X上的電壓降XIS，用US－XIS作為檢測(cè)到的電壓。這樣，既能保證補(bǔ)償電壓的穩(wěn)定性，也能使補(bǔ)償?shù)木忍岣�。圖5所示的單相穩(wěn)壓電路，就是采用了這種電壓檢測(cè)電路。
圖5
串聯(lián)補(bǔ)償變壓器的次級(jí)漏電抗XT，一般為Tr1容量的（3～5）％。而Tr1的容量與市電電壓的波動(dòng)范圍有關(guān)，當(dāng)市電電壓波動(dòng)范圍為±15％時(shí)，Tr1的容量?jī)H為穩(wěn)壓電源標(biāo)稱容量的17.6％。所以，補(bǔ)償變壓器Tr1折算到負(fù)載額定電壓Ur的次級(jí)漏抗壓降標(biāo)么值為
XTIS=(0.03～0.05)×0.176=0.00528～0.0088
XTIS的值很小，可以認(rèn)為XTIS≈0，此時(shí)只需對(duì)LF電抗XL引起的電壓降進(jìn)行補(bǔ)償就可以了。在圖5中，變壓器Tr2檢測(cè)的是市電輸入電壓US，變壓器Tr3檢測(cè)的是LF上的電壓降，用Tr2及Tr3的次級(jí)電壓相減后再進(jìn)行整流，就可以得到反映US－XLIS數(shù)值的直流電壓USL。
4.2 對(duì)市電電壓波動(dòng)進(jìn)行正負(fù)補(bǔ)償?shù)目刂齐娐?/p>
對(duì)市電電壓波動(dòng)進(jìn)行正、負(fù)補(bǔ)償?shù)目刂齐娐�，由圖5中比較器U1、U2，比例放大器PI1、PI2，及EPWM比較器U3、U4，和基準(zhǔn)電壓給定電路R3～R5組成。它分成上下兩個(gè)支路，上支路由U1、PI1、U3組成，用于對(duì)市電電壓的負(fù)波動(dòng)進(jìn)行正補(bǔ)償控制；下支路由U2、PI2、U4組成，用于對(duì)市電電壓的正波動(dòng)進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償控制。與此相應(yīng)基準(zhǔn)電壓給定電路也給出了兩個(gè)基準(zhǔn)電壓給定值Ur1及Ur2。Ur1對(duì)應(yīng)于市電電壓的218V；Ur2對(duì)應(yīng)于市電電壓的222V。當(dāng)市電電壓US<218V時(shí)上支路工作，下支路不工作，USL與Ur1在U1中進(jìn)行比較，產(chǎn)生出正誤差電壓＋ΔU，＋ΔU經(jīng)過PI1放大后與三角波uc在U3中進(jìn)行比較，產(chǎn)生出使橋式斬波器對(duì)市電電壓進(jìn)行正補(bǔ)償?shù)目刂�。�?dāng)市電電壓US>222V時(shí)下支路工作，上支路不工作，USL與Ur2在U2中進(jìn)行比較，產(chǎn)生出正誤差電壓＋ΔU，＋ΔU經(jīng)過PI2放大后與三角波uc在U4中進(jìn)行比較，產(chǎn)生出使橋式斬波器對(duì)市電電壓進(jìn)行負(fù)補(bǔ)償?shù)目刂�。基�?zhǔn)電壓給定電路給出兩個(gè)基準(zhǔn)電壓（Ur1=218V與Ur2=222V）的目的，是為了當(dāng)市電電壓US在218V～222V之間時(shí)不使穩(wěn)壓電源工作，以避免市電電壓US在（220±2）V區(qū)間內(nèi)穩(wěn)壓電源產(chǎn)生正負(fù)補(bǔ)償振蕩，使輸出電壓不穩(wěn)定，這一點(diǎn)在圖1中沒有表明。這里需要指出的一點(diǎn)是，圖5中運(yùn)放PI1和PI2的放大倍數(shù)，與補(bǔ)償變壓器Tr1的初次級(jí)變比ξ1：1、檢測(cè)變壓器Tr2、Tr3（兩個(gè)變壓器完全相同）的初次級(jí)變比ξ2：1、三角波的電壓幅值Ucm及市電電壓的幅值Um有關(guān)。PI1及PI2的放大倍數(shù)
4.3 三角波發(fā)生器電路
三角波發(fā)生器電路由一個(gè)方波電壓發(fā)生器（U7）和一個(gè)積分器（U8）組成，如圖5中U7及U8所示，這種電路在UPS中是常用的。三角波頻率與方波電壓發(fā)生器的頻率相同，當(dāng)方波電壓發(fā)生器中的電阻R8=0.86R9時(shí)，三角波頻率
fc≈1/（1/2R10C2）
4.4 狀態(tài)切換觸發(fā)電路
狀態(tài)切換與觸發(fā)電路如圖5下部電路所示。它是由脈沖變壓器Tr4、Tr5、Tr6、Tr7及其下面的兩個(gè)三極管組成的。圖中U9、U10是將市電電壓變換成與其相對(duì)應(yīng)的正、負(fù)半周方波電壓。U9得到與us正半周相對(duì)應(yīng)的方波電壓，U10得到與us負(fù)半周相對(duì)應(yīng)的方波電壓。電路的切換采用的是三極管與門的工作原理，觸發(fā)電路采用的是脈沖變壓器輸出形式，當(dāng)然也可以采用光耦的輸出形式。切換電路有兩組輸入信號(hào)，每組兩個(gè)輸入信號(hào)，即正補(bǔ)償與負(fù)補(bǔ)償，正半周方波與負(fù)半周方波。因此，應(yīng)有4組觸發(fā)電路，即由Tr4、V5、V6組成的正補(bǔ)償正半周觸發(fā)電路；由Tr6、V9、V10組成的正補(bǔ)償負(fù)半周觸發(fā)電路；由Tr7、V11、V12組成的負(fù)補(bǔ)償正半周觸發(fā)電路和由Tr5、V7、V8組成的負(fù)補(bǔ)償負(fù)半觸發(fā)電路。每一種觸發(fā)電路，只有當(dāng)脈沖變壓器下面的二個(gè)三極管同時(shí)導(dǎo)通時(shí)才能輸出觸發(fā)脈沖。脈沖變壓器下面的兩個(gè)三極管，其中一個(gè)受正負(fù)補(bǔ)償信號(hào)的控制，另一個(gè)受正負(fù)半周方波電壓的控制。因此，四種觸發(fā)電路對(duì)應(yīng)于市電電壓的每半個(gè)周期中，只有一種觸發(fā)電路輸出觸發(fā)脈沖，其它3種觸發(fā)電路不工作。由于正負(fù)方波電壓的加入，4種觸發(fā)電路之間每半個(gè)周期轉(zhuǎn)換一次，而且轉(zhuǎn)換是在市電電壓過零時(shí)進(jìn)行。因此，觸發(fā)電路的切換不會(huì)對(duì)輸出產(chǎn)生沖擊。
4.5 穩(wěn)壓補(bǔ)償過程
空載時(shí)假定US<Ur，則正補(bǔ)償控制電路工作，并使V6、V10導(dǎo)通。在市電電壓正半周，U9使V5、V11導(dǎo)通。由于V5、V6導(dǎo)通，Tr4輸出觸發(fā)脈沖，使斬波橋中V1、V4導(dǎo)通。在市電電壓負(fù)半周，U10使V7、V9導(dǎo)通，由于V9、V10導(dǎo)通，Tr6輸出觸發(fā)脈沖，使斬波橋中V2、V3導(dǎo)通，對(duì)市電電壓進(jìn)行正補(bǔ)償。補(bǔ)償電壓Uco的大小，與Ur1－USL=ΔU的大小成比例。如果此時(shí)加載，IS≠0，則Tr3檢測(cè)的電壓降XIS使US減小，因而ΔU增大，補(bǔ)償電壓Uco也相繼增大，以達(dá)到US＋Uco=UL=Ur的補(bǔ)償目的。
當(dāng)US>Ur時(shí)，穩(wěn)壓補(bǔ)償過程與US<Ur時(shí)相似，不再重復(fù)。
5 三相EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源
三相EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源，可以用三個(gè)如圖5所示的單相電路組成。由于三相是各自獨(dú)立地進(jìn)行穩(wěn)壓補(bǔ)償控制，所以，還可以對(duì)市電輸入電壓的不對(duì)稱度進(jìn)行補(bǔ)償。
6 結(jié)語
按照上述原理制成了一臺(tái)2.5kVA樣機(jī)，當(dāng)輸入電壓變化范圍為±15％時(shí)，輸出電壓的變化<±1％，諧波含量<2.3％。
這種穩(wěn)壓電源的特點(diǎn)是體積小、重量輕、穩(wěn)壓精度高、反應(yīng)速度快、是無級(jí)補(bǔ)償、電路簡(jiǎn)單。當(dāng)市電電壓在218～222V時(shí)，穩(wěn)壓電源不工作，不耗電，電源損耗小，效率高。但只能補(bǔ)償市電電壓的大小變化，不能補(bǔ)償諧波。
【新型EPWM斬波器式交流穩(wěn)壓電源的原理分析】相關(guān)文章：
PWM交流斬控技術(shù)在交流穩(wěn)壓電源中的應(yīng)用08-06
交流調(diào)速的功率控制原理08-06
非接觸式松耦合感應(yīng)電能傳輸系統(tǒng)原理分析與設(shè)計(jì)08-06
生活交流：幸福人生的原理08-17
對(duì)接受式學(xué)習(xí)與發(fā)現(xiàn)式學(xué)習(xí)的比較分析08-17
基于FPGA的新型諧波分析儀設(shè)計(jì)08-06
新型電能質(zhì)量分析儀PS400008-06