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基于FPGA實(shí)現(xiàn)FIR濾波器的研究
摘要：針對(duì)在FPGA中實(shí)現(xiàn)FIR濾波器的關(guān)鍵--乘法運(yùn)算的高效實(shí)現(xiàn)進(jìn)行了研究，給了了將乘法化為查表的DA算法，并采用這一算法設(shè)計(jì)了FIR濾波器。通過FPGA仿零點(diǎn)驗(yàn)證，證明了這一方法是可行和高效的，其實(shí)現(xiàn)的濾波器的性能優(yōu)于用DSP和傳統(tǒng)方法實(shí)現(xiàn)FIR濾波器。最后介紹整數(shù)的CSD表示和還處于研究階段的根據(jù)FPGA實(shí)現(xiàn)的要求改進(jìn)的最優(yōu)表示。關(guān)鍵詞：FPGA DA FIR濾波器 CSD
數(shù)字濾波器是語音與圖像處理、模式識(shí)別、雷達(dá)信號(hào)處理、頻譜分析等應(yīng)用中的一種基本的處理部件，它能滿足波器對(duì)幅度和相位特性的嚴(yán)格要求，避免模擬乙波器所無法克服的電壓漂移、溫度漂移和噪聲等問題。有限沖激響應(yīng)(FIR)濾波器能在設(shè)計(jì)任意幅頻特性的同時(shí)保證嚴(yán)格的線性相位特性。
目前FIR濾波器的實(shí)現(xiàn)方法有三種：利用單片通用數(shù)字濾波器集成電路、DSP器件和可編程邏輯器件實(shí)現(xiàn)。單片通用數(shù)字濾波器使用方便，但由于字長(zhǎng)和階數(shù)的規(guī)格較少，不能完全滿足實(shí)際需要。使用DSP器件實(shí)現(xiàn)雖然簡(jiǎn)單，但由于程序順序執(zhí)行，執(zhí)行速度必然不快。FPGA有著規(guī)整的內(nèi)部邏輯陣列和豐富的連線資源，特別適合于數(shù)字信號(hào)處理任務(wù)，相對(duì)于串行運(yùn)算為主導(dǎo)的通用DSP芯片來說，其并行性和可擴(kuò)展性更好。但長(zhǎng)期以來，F(xiàn)PGA一直被用于系統(tǒng)邏輯或時(shí)序控制上，很少有信號(hào)處理方面的應(yīng)用，其原因主要是因?yàn)樵贔PGA中缺乏實(shí)現(xiàn)乘法運(yùn)算的有效結(jié)構(gòu)�，F(xiàn)在這個(gè)問題得到了解決，使FPGA在數(shù)字信號(hào)處理方面有了長(zhǎng)足的發(fā)展。
圖1
1 分布式運(yùn)算原理
分布式算法(DA)早在1973年就已經(jīng)被Croisier提出來了，但是直到FPGA出現(xiàn)以后，才被廣泛地應(yīng)用在FPGA中計(jì)算乘積和。
一個(gè)線性時(shí)不變網(wǎng)絡(luò)的輸出可以用下式表示：
(范文先生網(wǎng)www.gymyzhishaji.com收集整理)
=c[0]x[0]+c[1]x[1]+…+c[N-1]x[N-1]
假設(shè)系數(shù)c[n]是已知常數(shù)，x[n]是變量，在有符號(hào)DA系統(tǒng)中假設(shè)變量x[n]的表達(dá)式如下：
式中，xb[n]表示z[叫的第b位，而x[n]也就是x的第n次采樣。于是，內(nèi)積y可以表示為：
重新分別求和（也就是分布式算法的由來），其結(jié)果如下：
從(1)式可以發(fā)現(xiàn)，分布式算法是一種以實(shí)現(xiàn)乘加運(yùn)算為目的的運(yùn)算方法。它與傳統(tǒng)算法實(shí)現(xiàn)乘加運(yùn)算的不同在于執(zhí)行部分積運(yùn)算的先后順序不同。分布式算法在實(shí)現(xiàn)乘加功能時(shí)，是通過將各輸入數(shù)據(jù)的每一對(duì)應(yīng)位產(chǎn)生的部分積預(yù)先進(jìn)行相加形成相應(yīng)的部分積，然后再對(duì)各個(gè)部分積累加形成最終結(jié)果的，而傳統(tǒng)算法是等到所有乘積已經(jīng)產(chǎn)生之后再來相加完成乘加運(yùn)算的。與傳統(tǒng)串行算法相比，分布式算法可極大地減少硬件電路的規(guī)模，提高電路的執(zhí)行速度。它的實(shí)現(xiàn)框圖如圖1(虛線為流水線寄存器)所示。
圖2
2 用分布式原理實(shí)現(xiàn)FIR濾波器
2．1 串行方式
當(dāng)系統(tǒng)對(duì)速度的要求不高時(shí)，可以采用串行的設(shè)計(jì)方法，即采用一個(gè)DA表、一個(gè)并行累加器和少量的寄存器就可以了。
在用LUT實(shí)現(xiàn)串行分布式算法的時(shí)候，假設(shè)系數(shù)為8位，則DA表的規(guī)模為2N×8位�？梢钥吹饺绻轭^系數(shù)N過多，則DA表的規(guī)模將十分龐大。這是因?yàn)長(zhǎng)UT的規(guī)模隨著地址空間的變化(也就是N的增加)而呈指數(shù)增加。例如EPFl0K20包含1152個(gè)LC，而一個(gè)27×7位的表就需要394個(gè)LC。當(dāng)N過大時(shí)，一個(gè)FPGA器件就不夠用了。
為了減小規(guī)模，可以利用部分表計(jì)算，然后將結(jié)果相加。假定長(zhǎng)度為L(zhǎng)N的內(nèi)積為：
將和分配到L個(gè)獨(dú)立的N階并行DA的LUT之中結(jié)果如下：
如圖2所示，實(shí)現(xiàn)一個(gè)4N的DA設(shè)計(jì)需要3個(gè)次輔助加法器。表格的規(guī)模從一個(gè)2 N×B位的LUT降到4個(gè)2 N×B的位表。
如果再加上流水線寄存器，由于EPFl0K20每個(gè)LC后面都跟有一個(gè)寄存器，所以并沒有增加電路規(guī)模，而速度卻得到了提高。
2．2 并行方式
采用并行方式的好處是處理速度得到了提高。由于數(shù)據(jù)是并行輸入，所以計(jì)算速度要比串行方式快，但它的代價(jià)是硬件規(guī)模更大了。下面舉出全并行的例子。
設(shè) sum[0]=c[0]x0+[0]+c[1]x0[1]+…+c[N-1]x0[N-1]
sum[B-1]=c[B-1]xB-1[0]+c[1]xB-1[1]+…c[N-1]+xB-1[N-1]
可將(1)式改寫成如下形式
y=sum[0]+sum[1]2 1+sum[2] 2+…+sum[B-1]2 B-1 (2)
利用式(2)可得一種直觀的加法器樹，如圖3所示。
雖然硬件規(guī)模加大了，但是如果把系數(shù)的個(gè)數(shù)限制在4個(gè)或8個(gè)，再加上流水線寄存器，這個(gè)代價(jià)還是值得的。而且每張表都是相同的，不用為每個(gè)采樣都設(shè)計(jì)一張表，減小了設(shè)計(jì)量。
DA算法的主要特點(diǎn)，是巧妙地利用ROM查找表將固定系數(shù)的MAC運(yùn)算轉(zhuǎn)化為查表操作，其運(yùn)算速度不隨系數(shù)和輸入數(shù)據(jù)位數(shù)的增加而降低，而且相對(duì)直接實(shí)現(xiàn)乘法器而言在硬件規(guī)模上得到了極大的改善。利用ALTERA的FLEXl0K實(shí)現(xiàn)的16階8位系數(shù)的并行FIR濾波器，其時(shí)鐘頻率可以達(dá)到101MHz，而實(shí)現(xiàn)的16階8位系數(shù)的串行FIR濾波器，其時(shí)鐘頻率可以達(dá)到63MHz，每9個(gè)時(shí)鐘周期可完成一次計(jì)算。但是其系數(shù)是傳統(tǒng)二進(jìn)制的，造成了很大的冗余(對(duì)于用逐位相加法實(shí)現(xiàn)的乘法器，當(dāng)系數(shù)有一位為零時(shí)不用相加，零位越多，冗余越大)，而且查找表的大小隨著濾波器階數(shù)的增加成指數(shù)增加，雖然可以采用將大查找表分解為小查找表，但是無法從根本上解決這一問題，這些都是DA方法的缺點(diǎn)。后面將對(duì)FIR濾波器實(shí)現(xiàn)給出新的設(shè)計(jì)方法，進(jìn)一步降低邏輯資源的消耗。
3 CSD碼及最優(yōu)化方法
一個(gè)整數(shù)X與另一整數(shù)Y的乘積的二進(jìn)制表示可以寫成：
對(duì)于標(biāo)準(zhǔn)二進(jìn)制，由于sn=0時(shí)的對(duì)應(yīng)項(xiàng)Y2n并不參與累加運(yùn)算，所以可以用另一種表示方法使非零元素的數(shù)量降低，從而使加法器的數(shù)目減少，降低硬件規(guī)模。有符號(hào)數(shù)字量(SD)有三重值{0，-1，+1}，如果任意兩個(gè)非零位均不相鄰，即為標(biāo)準(zhǔn)有符號(hào)數(shù)字量(CSD)。
可以證明CSD表示對(duì)給定數(shù)是唯一的并且是最少非零位的。CSD表示相對(duì)于標(biāo)準(zhǔn)二進(jìn)制表示的改進(jìn)在于引入了負(fù)的符號(hào)位，從而降低了非零位個(gè)數(shù)，大大降低了邏輯資源的占用(大約平均降低33％的邏輯資源)。
當(dāng)用硬件實(shí)現(xiàn)時(shí)，常常限制系數(shù)位數(shù)，即每個(gè)系數(shù)與N個(gè)正(負(fù))2的冪次之和近似。標(biāo)準(zhǔn)二進(jìn)制數(shù)在整數(shù)軸上是緊密和均勻分布的，而CSD碼是非均勻分布的，其對(duì)實(shí)系數(shù)的量化誤差比標(biāo)準(zhǔn)二進(jìn)制大，雖然增加N可以減小量化誤差，但是會(huì)增大邏輯資源的消耗；而且CSD表示無法應(yīng)用流水線結(jié)構(gòu)，從而降低處理速度。
還可采用優(yōu)化的方法將系數(shù)先拆分成幾個(gè)因子，再實(shí)現(xiàn)具體因子。這就是最優(yōu)化的代碼。例如對(duì)系數(shù)93，93=10111012=1100101CSD。用最優(yōu)化法，系數(shù)93可以表示成93=3·31，每個(gè)因子需要一個(gè)加法器，如圖4所示。
圖4
從圖中可以看出，CSD碼需要三個(gè)加法器
，而最優(yōu)法只需要兩個(gè)加法器；CSD碼的重要缺陷在于每一級(jí)加法都需要初節(jié)點(diǎn)參與，而最優(yōu)表示僅依賴上一級(jí)加法的結(jié)果，因此也就更適合流水線處理。Dempster等人提出了需要1到4個(gè)加法器的所有可能配置表。利用這張表，就可以合成成本在0與4個(gè)加法器之間的所有8位二進(jìn)制整數(shù)。
本文首先給出了一種巧妙利用FPGA的查找表，將乘法轉(zhuǎn)化為查找表運(yùn)算的DA算法，并用ALTERA的FLEXlOK器件分別實(shí)現(xiàn)了一個(gè)8位16階的串行與并行FIR濾波器，系統(tǒng)頻率分別達(dá)到63MHz與101MHz，采樣速度分別達(dá)到7MSPS與101MSPS。而DSP實(shí)現(xiàn)的FIR濾波器只能達(dá)到5MSPS，明顯低于FPGA。用傳統(tǒng)的位串行方法實(shí)現(xiàn)的一個(gè)8階8位FIR濾波器，也只能達(dá)到5MSPS，明顯低于串行式DA方法；接著，針對(duì)系數(shù)的二進(jìn)制表示非零位不是最少(即實(shí)現(xiàn)系數(shù)乘法的加法器不是最少)的問題，介紹了整數(shù)的CSD表示以及最優(yōu)表示，它們可以用較小的代價(jià)和與加法器級(jí)數(shù)無關(guān)的處理速度實(shí)現(xiàn)整數(shù)乘法運(yùn)算，能比DA方法用更少的邏輯資源實(shí)現(xiàn)FIR濾波器。這些算法都不同于傳統(tǒng)的設(shè)計(jì)觀念，為基于FPGA的DSP設(shè)計(jì)提出了新的思路，必將在高速FIR濾波器設(shè)計(jì)、高速FFT設(shè)計(jì)中得到廣泛的應(yīng)用。隨著FPCA集成規(guī)模的不斷提高，許多復(fù)雜的數(shù)學(xué)運(yùn)算已經(jīng)可以用FPCA來實(shí)現(xiàn)，利用單片F(xiàn)PGA實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的設(shè)想即將變?yōu)楝F(xiàn)實(shí)。
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