- 相關(guān)推薦
用負(fù)阻原理設(shè)計(jì)高穩(wěn)定度VCO
摘要：介紹了利用負(fù)阻原理、采用改進(jìn)型克拉潑電路設(shè)計(jì)的高穩(wěn)定度LC壓控振蕩器（VCO），其頻率范圍為180MHz~210MHz。用ADS進(jìn)行了仿真，最后給出了測(cè)量結(jié)果，實(shí)際表明它們是一致的。該電路采用相角補(bǔ)償，提高了頻率穩(wěn)定度，降低了相位噪聲。該方法設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單、調(diào)試方便、成本低。關(guān)鍵詞：負(fù)阻 VCO 克拉潑電路 相位噪聲
壓控振蕩器(VC0)是鎖相環(huán)路的重要組成部分。隨著電子技術(shù)的發(fā)展，(范文先生網(wǎng)www.gymyzhishaji.com收集整理)出現(xiàn)了許多集成的VCO芯片�？紤]到高頻率穩(wěn)定度、低相噪的要求，這里采用Agilent公司生產(chǎn)的低噪聲晶體管HBFP0450來(lái)設(shè)計(jì)VCO。常用的VCO一般有三種：晶體壓控振蕩器、LC壓控振蕩器和RC壓控振蕩器。對(duì)于超高頻段的VCO，采用LC振蕩器形式；為了提高頻率穩(wěn)定性，采用了克拉潑電路，并進(jìn)行了相角補(bǔ)償。
1 負(fù)阻振蕩原理
這里采用負(fù)阻方法來(lái)設(shè)計(jì)壓控振蕩器，負(fù)阻振蕩原理圖如圖1所示。
圖中，ZIN是晶體管電路的輸入阻抗，RIN和XIN分別是輸入電阻和電抗；ZL是負(fù)載阻抗，RL和XL分別是負(fù)載電阻和電抗。 根據(jù)振蕩原理，起振條件是：
RIN+RL<0 （1）
振蕩的平衡條件是
RIN+RL =0 （2）
XIN+XL=0 （3）
2 設(shè)計(jì)與仿真
2．1 起振與振蕩的仿真
這里用ADS來(lái)仿真電路，采用改進(jìn)型克拉潑電路形式，具體電路如圖2所示。選用高增益、低噪聲的HBFP0450作為三端器件，它在200MHz工作頻率上有20dB的增益，從而保證了較大的振蕩幅度。供電電壓為5V，通過(guò)R1、R2和R3來(lái)確定靜態(tài)工作點(diǎn)，工作電流選定為10mA，Vce為2．5V。
交流等效電路如圖3所示。L1、C4和C5串聯(lián)可以等效成一個(gè)電感，從而滿足，電容三端振蕩器的相位條件。L1、C4、C5、C6、C7構(gòu)成了諧振回路，振蕩頻率主要由這五個(gè)元件所決定。頻率計(jì)算公式如下：
式中，L1為線圈繞制電感，Q值為39。C為C4、C5、C6和C7串聯(lián)后的等效電容， 由于C4<<C5、C4<<C6、C4<<C7，所以C≈C4。其中，C4為變?nèi)莨�，通過(guò)改變其負(fù)偏壓就可以改變振蕩頻率。
從圖4(a)的仿真結(jié)果可以看出，在200MHz附近，及RIN+RL <0，所以滿足起振條件，由于RIN的負(fù)阻比較大，所以提供交流能量的能力比較強(qiáng)，故振蕩的幅度會(huì)比較大，這一點(diǎn)在后面的仿真和測(cè)試中可以得到證實(shí)。從圖4(b)可以看出，當(dāng)f為200MHz左右時(shí)，XIN+XL=0，從而滿足相位平衡條件，它決定了振蕩的頻率。
2．2 相角補(bǔ)償
三極管振蕩器要滿足相位平衡條件：φY+φZ(yǔ) +φF=2nπ(n二0，1，2，3，…)，由于φY+φF通常不等于0，所以就要求回路工作于失諧狀態(tài)，以產(chǎn)生一個(gè)諧振回路相角φZ(yǔ)來(lái)對(duì)φY和φF，進(jìn)行平衡。也就是說(shuō)，由于電路中有源器件、寄生參量以及阻隔元件等的影響，使得振蕩器的實(shí)際工作頻率嚴(yán)格來(lái)講并不等于回路的固有諧振頻率，因此，諧振回路等效阻抗Zp并不會(huì)呈現(xiàn)純阻抗。所以，一般振蕩器的振蕩回路總是處于微小失諧狀態(tài)。我們知道，并聯(lián)諧振回路具有負(fù)斜率的相頻特性，即 <0，當(dāng)振蕩器工作在回路諧振頻率上時(shí)，它對(duì)頻率的穩(wěn)定性能最佳。而當(dāng)它工作在失諧狀態(tài)時(shí)，會(huì)使得振蕩器的頻率穩(wěn)定度與效率都降低。在此，采用相角補(bǔ)償法來(lái)提高壓控振蕩器的頻率穩(wěn)定度和效率。
由參考文獻(xiàn)[
3]可知，在集電極串入一個(gè)電感為L(zhǎng)c=-L/F的補(bǔ)償元件，就可以實(shí)現(xiàn)相角補(bǔ)償(φZ(yǔ) =0)。其中，L為諧振回路電感值，F(xiàn)為反饋系數(shù)，即F=C7/6。和輸出回路的C8、C9、L2可以構(gòu)成等效電感LC，從而進(jìn)行相角補(bǔ)償，使得振蕩器工作在LC回路的諧振頻率上。當(dāng)輸出回路等效為電容時(shí)， 通過(guò)實(shí)際測(cè)量，在頻率214．64859MHz上的穩(wěn)定度為9．3631e-4；而等效為電感時(shí)，在214．26046MHz上的穩(wěn)定度為4．2278e-4。可見(jiàn)用等效電感進(jìn)行相角補(bǔ)償后，穩(wěn)定度大約提高了一倍。C8、C9和L2同時(shí)構(gòu)成了輸出網(wǎng)絡(luò)，對(duì)高次諧波有很好的抑制作用，并使基波輸出功率平坦化。
圖4
從圖5可以看出，壓控振蕩器的輸出頻率范圍為175MHz~217MHz，基波(頻率為214MHz時(shí))輸出功率為7．911dBm，二 次 諧 波 為 -16．368dBm，可見(jiàn)有效地抑制了諧波分量。在實(shí)際應(yīng)用中，對(duì)諧波濾除的要求比較高，可以在輸出端接入寬帶濾波器，其電路原理圖和仿真結(jié)果見(jiàn)圖6。這樣，可以更有效地濾除高次諧波，同時(shí)有利于輸出匹配，減小負(fù)載對(duì)輸出功率的影響。
2．3 相噪分析
參考文獻(xiàn)[5]給出·了LC壓控振蕩器的相位噪聲表達(dá)式：
式中，fm為頻偏，KVCO為VCO控制靈敏度，f0為振蕩頻率，Q為品質(zhì)因數(shù)，F(xiàn)為晶體管的噪聲系數(shù)，K為波爾茲曼常數(shù)，T為工作溫度，Ps為振蕩信號(hào)功率，fc為閃爍噪聲拐角頻率，Vm為低頻噪聲源的總幅度。從式(5)可以看出，選擇噪聲系數(shù)小的放大管、增加諧振回路有載Q值、減小VCO控制靈敏度、提高輸出信號(hào)功率都可以降低相位噪聲。通過(guò)減小變?nèi)莨茉谥C振回路中的接入系數(shù)，可以有效減小VCO控制靈敏度，但是也會(huì)導(dǎo)致頻率覆蓋范圍的減小，所以要適當(dāng)選擇接入系數(shù)。該VCO輸出頻率為200MHz時(shí)，變?nèi)莨芙尤胂禂?shù)為0．63。通過(guò)適當(dāng)調(diào)整輸出回路的電感和分壓電容，可以提高負(fù)載阻抗，從而有效地提高輸出功率，以達(dá)到降低相位噪聲的目的。通過(guò)軟件仿真，在頻偏10kHz處的輸出相位噪聲為-101．3dBc／Hz，在100kHz處的相位噪聲為-122．5dBc／Hz。
圖5
3 調(diào)試與測(cè)量
在軟件仿真的基礎(chǔ)上，將元件參數(shù)做些細(xì)微調(diào)整，就可以獲得滿意的結(jié)果。通過(guò)測(cè)量，可以得到如下性能參數(shù)：
(1)頻率范圍：175MHz~213MH
(2)調(diào)諧靈敏度：7MHz／V
(3)電源電壓：5V
(4)工作電流：10mA
(5)控制電壓：0~5V
(6)輸出功率：6~8dBm
(7)相位噪聲：-95dBc／Hz@10kHz，-115dBc／Hz@100kHz
從圖(7)的測(cè)量結(jié)果可以看出，頻率范圍、輸出功率和相位噪聲等指標(biāo)與軟件仿真結(jié)果一致。
根據(jù)負(fù)阻原理，利用ADS仿真可以快速地設(shè)計(jì)出高穩(wěn)定度、低相噪的超高頻段VCO。這種方法簡(jiǎn)單、便捷，由于元件具有誤差，仿真之后做些細(xì)微調(diào)整就可以得到滿意的效果。用三極管制作VCO，易于調(diào)試、成本低。該方法也適用于其它頻段。
【用負(fù)阻原理設(shè)計(jì)高穩(wěn)定度VCO】相關(guān)文章：
用AT91R40008設(shè)計(jì)高動(dòng)態(tài)GPS接收機(jī)08-06
負(fù)能量語(yǔ)錄01-09
移動(dòng)通信終端電源管理設(shè)計(jì)原理08-06
功的原理教學(xué)設(shè)計(jì)示例之一08-17
功的原理教學(xué)設(shè)計(jì)示例之二08-17
《（數(shù)據(jù)庫(kù)原理與應(yīng)用）課程設(shè)計(jì)》的教學(xué)設(shè)計(jì)08-17
減負(fù)=加負(fù)作文06-11