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基于IC控制器FAN4810的500WPFC電源的設計
摘要：介紹了PFC控制器FAN4810的主要特性，同時給出了基于FAN4810的500W高性能PFC預調節(jié)器的設計程序與方法。關鍵詞：FAN4810；PFC變換器；電路設計
引言
將基于功率因數控制器的有源功率因數校正（PFC）預調節(jié)器應用于分布式電源系統(tǒng)的前端時，能使非線性負載呈現純電阻性，迫使橋式整流器的輸入電流正比于輸入電壓，并且與線路電壓保持同相位，因而線路功率因數幾乎達到1。有源PFC預調節(jié)器的DC輸出電壓必須高于AC線路電壓的峰值。對于270V的AC最高輸入線路電壓，PFC升壓變換器的DC輸出穩(wěn)定電壓通常是385V或400V�；诿绹w兆半導體公司功率因數控制器FAN4810的PFC升壓變換器，有著寬輸入電壓范圍和寬輸出功率電平，符合IEC1000?3?2規(guī)范和UL1950標準，具有超快速PFC響應。本文簡要介紹了PFC控制器FAN4810的主要特點，給出了完整的應用電路，重點介紹了利用FAN4810控制器的500WPFC預變換器設計。
圖1
1 FAN4810的基本結構及主要特點
FAN4810采用16引腳DIP和16引腳SOIC封裝，芯片電路組成框圖如圖1所示。
FAN4810是一種平均電流、連續(xù)升壓前沿PFC控制器，其主要特點如下：
1）含有Tri?faultDetectTM功能，符合UL1950安全標準。萬一反饋通路失效，反饋腳VFB上電壓太高、太低或開路，三故障（Tri?fault）檢測電路將終止PFC驅動；
圖2
2）壓擺率增強的跨導電流誤差放大器（IEA），提供超快速PFC響應；
3）內置增益調制器，并且有3個輸入，即AC線路電流參考輸入IAC、AC線路電壓檢測輸入VRMS和PFC輸出電壓反饋誤差放大器（VEA）輸出VEAO，這種3輸入增益調制器，對PFC起核心控制作用；
4）帶有輸出過電壓保護（OVP）、輸入電壓過低（brown?out）保護、VCC欠壓鎖定（UVLO）、峰值電流限制和軟啟動功能；5）帶開/關PWM時鐘輸入（腳CLKSD）和同步時鐘輸出（腳CLKOUT）；
6）VCC啟動門限為13V，關閉門限是10.8V，啟動電流約200μA，在VCC=15V下的工作電流約5.5mA；
7）柵極驅動電流容量達±1A。
2 應用電路與設計
2.1 應用電路及操作
圖2示出了由FAN4810組成的一個500W有源PFC升壓變換器電路。
在接通AC線路電源后，當電容C15通過R13和R14被充電到13V時，FAN4810啟動。啟動時，在PFC開關Q1導通之前，為保證PFC操作，通過二極管D2的電流迅速對C5充電到AC線路電壓峰值。當Q1關斷時，C5上電壓經L1升壓至400V。升壓電感器L1的輔助繞組及D3，D4，C12，C16和R10，C15組成的全波整流濾波電路，為FAN4810腳VCC提供15V的DC工作電壓。Q4，R16和C20等組成軟啟動電路，FAN4810誤差放大器輸出VEAO被迫跟隨Q4對C20充電。當C20被充電至VREF（7.5V）時，Q4截止。
2.2 設計程序與方法
2.2.1 PFC升壓變換器基本參數
圖2所示的PFC升壓變換器電路主要參數為：
輸出功率Po=500W；
最低AC線路電壓VMIN=80V；
最高AC線路電壓VMAX=264V；
DC輸出電壓Vo=400V（正常值），最小值Vo(MIN)=300V；
變換效率η=0.93；
開關頻率fs=100kHz；
總電流諧波失真THD=5％。
2.2.2 主要電路和元件參數選取
根據PFC變換器的技術條件和FAN4810的電氣特性，可以確定主要元件的選取。
2.2.2.1 升壓電感器L1電感值的確定
PFC變換器在連續(xù)導通模式（CCM）下工作，最大峰值AC線路電流IIN（PK）為
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高頻電流峰—峰值ΔI可按IIN(PK)的20％來處理，即ΔI=9.5A×20％=1.9A。通過L1的最大電流為
IL(MAX)=IIN(PK)＋ΔI/2=9.5A＋1.9A/2=10.45A
開關占空因數D為
L1的電感值可由式（1）確定。
將相關數據代入式（1）得到L=426μH，可選擇420μH（電流容量為10A）。
2.2.2.2 輸出電容C5的選擇
支持（hold?up）時間tHLD是確定C5容值的主要依據。tHLD是在AC電源中斷之后，變換器輸出仍然在規(guī)定范圍的保持時間。其間，C5中儲存的能量J=PotHLD，同時還可表示為J=〔CVo2－C〕，由此可得
可選取tHLD=20ms，同時將Po=500W，Vo=400V和Vo(MIN)=300V代入式（2），得C=285.7μF，可選擇330μF/450V的高壓鋁電解電容器。
2.2.2.3 振蕩器定時元件R6和C18的選擇
FAN4810腳7外部電阻R6和電容C18共同設置振蕩器頻率fs。
由于fs=100kHz，若選擇C18=470pF，R6的阻值為41.75kΩ，可選取41.2kΩ。
2.2.2.4 增益調制器輸入電路元件的選擇
增益調制器在腳2（IAC）上的輸入電流由電阻R1(R1A＋R1B)來編程。R1可利用式（4）確定。
式中：GMAX=2，是增益調制器最大增益；
RMO=3.6kΩ，是增益調制器輸出電阻；
VGMO(MAX)=0.75V，是增益乘法器最大輸出電壓。
又VMIN=80V，據此可得R1=1.06MΩ，可采用兩只453kΩ的電阻串聯(lián)而成，功耗均為（1/8）W。
R2(R2A＋R2B)和R3與R4組成電阻分壓器，同時R2，R3，R4和C3，C2組成兩級低通濾波器。為使增益調制器在低AC線路電壓VMIN下有一個最大增益，電阻分壓比必須給出一個1?1V的平均DC電壓施加到FAN4810的腳4（VRMS）。平均線路電壓VAV為
通常R2＋R3取1MΩ左右。若取R2(R2A＋R2B)=R1=2×453kΩ=906kΩ，則R3的數值可選取100kΩ。
由于FAN4810腳4上的電壓是1.1V，通過R2和R3的電流為
I(r2+r3)=(VAV-1.1)/(R2+R3)=(72.1-1.1)/(906+100)×10 3＝75.5μA
這一
電流絕大部分通過R4，因而R4近似為R4==15.67kΩ
可選取R4=15.8kΩ。
濾波電容C3和C2分別由式（5）和式（6）確定。
式中：f1=15Hz和f2=23Hz分別是兩級濾波器的極點頻率。
將相關數據代入式（5）和式（6），根據計算結果，C3可選擇0.1μF/50V、C2選擇0.47μF/16V的標準電容器。
2.2.2.5 電流感測電阻R5的選擇
FAN4810腳3通過R17和C19組成的濾波電路連接電流感測電阻R5(R5A＋R5B)。濾波電路用作濾除啟動時浪涌電流引起的浪涌電壓，以保護腳3（ISENSE）。R5上的電壓降不應超過IC中增益調制器最大輸出增益VGMO(MAX)，即
R5≤VGMO(MAX)/IL(MAX) （7）
式中：VGMO(MAX)=0.75V，IL(MAX)=10.45A。
因此，R5≤0.072Ω，可選擇0.05Ω，用兩只0.025Ω(3W)的電阻串聯(lián)在一起。
2.2.2.6 電流誤差放大器補償網絡元件的選擇
FAN4810腳1（IEAO）與腳14（VREF）之間連接的R12，C6和C7，組成電流誤差放大器補償網絡。
FAN4810含有一個電流控制環(huán)路和一個電壓控制環(huán)路。在跨越頻率fc(c1)上電流環(huán)路的開環(huán)增益GPWM(BOOST)為
GPWM(BOOST)=(VoRs/VRAMP2fc(cl)L) （8）
式中：fc(c1)=0.1fs=10kHz；
VRAMP=2.5V為振蕩器斜坡谷—峰值電壓；
Vo=400V，Rs=R5=0.05Ω，L=420μH。
因此根據式（8）可得GPWM(BOOST)=0.303。
在跨越頻率上的電流誤差放大器增益為
Gc(c)=10|20logGPWM(BOOST)|/20=10=3.3
R12可通過式（9）計算。
R12=Gc(c)/G(ca) (9)
式中：電流誤差放大器跨導G(ca)=0.1mS（即0.1mA/V）。
因此R12=3.3/0.1mS=33kΩ，實際選擇33.2kΩ。
電容C6和C7容值分別利用式（10）和式（11）計算。
C6=1/[2πfcl(z)R12] （10）
C7=1/[2πfc1(p)R12] （11）
式中：fc1(z)=0.2fc(c1)=2kHz，fc1(p)=10fc(c1)=100kHz，分別是兩個補償網絡的零點和極點頻率。
根據式（10）和式（11）計算C6=2.39nF，
C7=47.9pF，實際選取C6=2.2nF，C7=47pF。
2.2.2.7 電壓誤差放大器補償網絡元件的選取
R7(R7A＋R7B＋R7C)和R8組成的電阻分壓器，為電壓調整環(huán)路提供反饋信號，并施加到FAN4810的腳15（FB）。電壓誤差放大器輸出端（腳16）與地之間連接的R11，C8和R7，組成電壓環(huán)路的補償網絡。
電壓誤差放大器的同相輸入端，在內部連接2?5V的參考電壓。推薦R8=2.37kΩ，流過R8的電流為
IR8=VREF/R8=2.5V/2.37kΩ=1.055mA
R7可利用式（1
2）計算。
R7≈(VBUS－VREF)/IR8 （12）
式中：VBUS=400V，為DC總線電壓。
根據式（12）可得R7=376.78kΩ，可選取381kΩ，用3只127kΩ的電阻（R7A，R7B和R7C）相串聯(lián)。
在電壓誤差放大器補償網絡中，電容C9主要用于衰減二次諧波。C9的容值可通過式（13）計算。
C9=1/(2π2finZEA(SH)] （13）
式中：fin為AC輸入線路頻率(50/60Hz)；
ZEA(SH)是在二次諧波頻率上的電壓誤差放大器阻抗。
在PFC變換器輸出電容C5（330μF）上的二次諧波電壓紋波經R7和R8組成的電阻分壓器和FAN4810的腳15（VFB），反饋到電壓誤差放大器反相輸入端（同相輸入端為2.5V的參考電壓）。電壓誤差放大器的輸出電壓范圍從0.1V到6.7V，跨導gva=0.065mS，結合DC輸出電壓分壓比R8/(R7＋R8)，可以計算出在二次諧波頻率上誤差放大器增益GEA(SH)=7.33。因此，可以計算出ZEA(SH)=GEA(SH)/0.065mS=112769Ω。將該數值和fin=60Hz代入式（13）得到C9=0.011μF，可選擇0.01μF/50V的標準電容器。
飛兆（Fairchild）半導體公司建議FAN4810電壓控制環(huán)路的跨越頻率fc(v1)=30Hz，零點頻率fv1(z)=3Hz。不難計算在跨越頻率（30Hz）上電壓誤差放大器增益GEA(FC)=36.7，于是補償網絡中電阻R11的取值為
R11=[0.9GEA(FC)]/gva （14）
將GEA(FC)=36.7和gva=0.065mS代入式（14）得到R11=508.15kΩ，可選擇510kΩ的標準電阻。
電容C8可通過式（15）計算。
C8=1/[2πfv1(z)R11] （15）
將fv1(z)=3Hz和R11=510kΩ代入式（15），得到C8=0.104μF，可選擇0.1μF的標準值。
2.2.2.8 功率開關Q1和升壓二極管D1的選擇
Q1和D1的耐壓至少是500V，以能安全承受400V的DC升壓電壓。由于通過升壓電感器L1的最大峰值電流IL(MAX)=10.45A，故Q1和D1的峰值電流容量不能低于10?45A。推薦升壓二極管D1選用ISL9R1560P2，Q1選用FDH44N50，FQA28N50，FQA19N60等MOSFETs，或選用FGH40N6S2D，HGTG20N60A4D，FGK60N6S2D等IGBTs。
3 實驗結果
對于圖2所示的PFC升壓變換器電路，按設計結果選擇元器件，焊接在PCB上經檢查無誤后，在AC輸入端串接上AC250V/8A的保險絲F1。為安全起見，可在輸出端（香蕉插頭J3和J4）接100W的負載，并接一塊DC電壓表。在輸入端（J1和J2）連接一個隔離可調的AC電源（通常為交流調壓器），使AC輸入電壓從零緩慢增加到90V時，PFC變換器輸出在5s之內應為DC（400±5）V。當斷開AC輸入時，輸出電壓應降至零。爾后，在PFC輸出端接500W負載。
當負載從50W逐步增加到500W時，變換器效率和THD變化曲線如圖3所示。圖4為AC輸入電流波形，圖5為PFC變換器輸入電壓（經全波整流的AC線路電壓）和DC輸出電壓紋波波形。
4 結語
采用帶Tri?faultDetectTM功能的連續(xù)模式平均電流型功率因數控制器FAN4810設計的500W
PFC升壓變換器，工作穩(wěn)定可靠，AC輸入電流諧波被控制在IEC61000?3?2標準限量之內，線路功率因數達0.99－0.995。
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